Ключевой смеситель гетеродинного приемника

Написать эту статью побудила дискуссия, развернувшаяся на форуме cqham.ru в теме "Современный трансивер прямого преобразования", с. 120 и далее. Темой дискуссии было обнаружение С. Беленецким (US5MSQ) высоких селективных свойств УРЧ, нагруженного на ключевой четырехфазный, пассивный смеситель. Меня пригласили на форум, чтобы дать пояснения, что я и сделал.

Вкратце они сводились к тому, что явление это давно известно, относится оно не к УРЧ, а к смесителю, и объясняется обратным преобразованием сигнала с НЧ (ПЧ) на высокую частоту. При этом смеситель со стороны входа проявляет свойства узкополосного синхронного фильтра [1]. Выяснилось, что для многих участников форума это было открытием, и возникла необходимость в более детальных пояснениях. Казалось, для статьи было достаточно собрать нужные ответы и расположить их по порядку. На деле получилось иначе — понадобился более серьезный анализ процессов в смесителе.

Элементная база гетеродинных приемников (прямого преобразования) радикально изменилась. Теперь есть быстродействующие КМОП ключи с весьма малым сопротивлением в открытом состоянии (единицы-десятки Ом), весьма большим — в закрытом (многие мегомы), и с исключительно малым проникновением гетеродинного (управляющего) напряжения в цепь сигнала. Это позволяет говорить об "идеальных" ключевых элементах, практически не вносящих потерь. Действительно, ни на "нулевом", ни на бесконечно большом сопротивлении мощность не рассеивается, поскольку в первом случае отсутствует напряжение на выводах ключа Uкл, во втором — отсутствует ток через ключ Iкл. А рассеиваемая на ключе мощность равна произведению Uкл^.Iкл. Сам же процесс переключения короток, особенно при управлении ключом прямоугольным напряжением от быстродействующей цифровой логики.

Элементарный анализ ключевого смесителя. Сначала рассмотрим простейший однофазный ключевой смеситель (рис. 1), работающий от источника сигнала с напряжением Um cos wt.

Пусть ключ S1 замкнут в течение положительной полуволны сигнала, а в течение отрицательной — разомкнут (рис. 2). Ток от источника, проходящий через ключ, легко найти:

Iкл = (Um cos wt – Uo)/Ri, –p/2 < wt < p/2. (1)

Только в самом начале процесса, когда конденсатор С1 фильтра (ФНЧ) еще не заряжен, и Uo = 0, ток имеет форму синусоидальных полуволн, затем конденсатор накапливает заряд, появляется синхронно выпрямленное напряжение Uo, и в установившемся режиме ток через ключ приобретает характер разнополярных импульсов — вначале конденсатор разряжается через ключ, резистор Ri и генератор, затем заряжается на вершине полуволны генератора, в конце снова разряжается!

Одновременно идет и равномерная разрядка постоянным током через нагрузку R1. В установившемся режиме интеграл от суммы токов заряда и разряда по времени должен обратиться в нуль — это означает, что переходные процессы закончились, и конденсатор перестал накапливать или расходовать заряд. Вычисление интегралов позволило найти постоянное напряжение на выходе смесителя Uo:

Uo = (2/p) Um R1/(2Ri + R1). (2)

В случае двухфазного (балансного) смесителя (рис. 3) на отрицательных полупериодах сигнала замыкается второй ключ S2, и на нагрузке R2 выделяется такое же, но отрицательное напряжение – Uo. Форма тока, потребляемого от источника, и проходящего через Ri, становится еще интереснее (рис. 4). Однако, это всего лишь разность синусоидального и прямоугольного токов, см. ф-лу (1). Резкие броски тока означают генерацию гармоник сигнала с частотами 3w, 5w, 7w… и т. д. Четных гармоник нет, поскольку кривая в некотором роде симметрична относительно горизонтальной оси (каждая полуволна — зеркальное отражение предыдущей).

Привычнее выглядит форма напряжения сигнала в точке А на входе ключей. Она прямоугольная (верхний график на рис. 4). Хорошо известно, что сигнал такой формы содержит основную частоту и бесконечный ряд нечетных гармоник с амплитудами, обратно пропорциональными их номеру.

Так что же делать с этим смесителем и как его согласовывать? Резкие броски тока обусловлены наличием фильтрующих конденсаторов С1 и С2 (рис. 3), напряжение на которых, ввиду большой емкости, не успевает заметно измениться за полпериода ВЧ. Броски тока через ключи нам совсем не нужны, более того, очень вредны — они бесполезно нагружают ключи, повышают их шум и приводят к бесполезным тратам энергии сигнала. Из ф-лы (1) следует, что ток через ключ особенно велик при малом Ri. Следовательно, смеситель нельзя подключать к источнику напряжения с малым Ri. Недопустимо также перекрытие во времени замкнутого состояния двух ключей — это приведет к замыканию конденсаторов С1 и С2 через малое сопротивление двух ключей и к огромным броскам тока, поскольку напряжения на конденсаторах — разные.

Токовое питание ключей. Итак, приходим к выводу, что ключевой смеситель надо питать от генератора тока, у которого большое Ri. Но при этом падает коэффициент передачи по напряжению Ku = Uo/Um, в соответствии с ф-лой (2). Это верно, но лишь в случае, когда Ri — реальное активное сопротивление. Но даже если и так, мы можем увеличивать и сопротивление нагрузок R1 и R2, чтобы предотвратить падение Ku. Значит, и нагрузка смесителя (входное сопротивление УНЧ) должна быть высокоомной. А о согласовании придется забыть — как увидим, входное сопротивление смесителя очень сильно изменяется в зависимости от частоты.

Польза от повышения сопротивлений источника и нагрузки была замечена еще в 1978, при постройке "приемника для космической связи" [2]. Кстати, в этом году разработке исполняется 30 лет. Тогда Л.М.Лабутин (UA3CR) попросил меня сделать карманный батарейный приемник на 29,4 МГц, чтобы перед стартом на космодроме проконтролировать работу бортового маяка первого нашего любительского ИСЗ. Я основательно поэкспериментировал, и отличный результат получился, когда увеличил входное сопротивление УНЧ, соответственно, сопротивление ФНЧ, а на входе смесителя поставил контур УРЧ, тоже с довольно большим сопротивлением, которое можно было подобрать отводом катушки. Чувствительность резко возросла, у приемника как бы "открылись глаза" в эфир, и он стал принимать уже летающих американских "Оскаров" с орбиты на простую проволочную четвертьволновую антенну, повешенную на окно.

Смеситель на встречно-параллельных диодах этого приемника с большой натяжкой можно назвать ключевым, тем более что гетеродинное напряжение из-за шума диодов приходилось выбирать минимально возможным. При этом диоды имели значительное прямое сопротивление и эффект дополнительной селективности за счет синхронной фильтрации был заметен гораздо меньше, чем эффект повышения коэффициента передачи при увеличении сопротивлений.

К идее токового питания также давно пришли разработчики микросхем смесителей К174ПС1, К174ПС4, SA612 и т. д. Их внутренняя структура хорошо известна. При правильном включении сигнал подают на пару "нижних" транзисторов, служащих генераторами тока для четверки "верхних" транзисторов, коммутируемых гетеродином. Однако, эти смесители активные, и не обратимы.

В случае активного генератора тока (например, лампа, полевой транзистор) его можно характеризовать крутизной преобразования входного напряжения в ток S, мА/В. Вспомните учебники по радиотехнике — внутреннее сопротивление этих элементов достигает нескольких мегом, особенно у пентодов, двухзатворных полевых транзисторов и каскодных усилителей. Амплитуду сигнала на эквивалентной схеме определяют как Um = Uвх^.m, где m = S^.Ri.

Генератор тока создает синусоидальный ток сигнала через ключи с амплитудой S^.Uвх. Необходимо только применение двухфазного (балансного) или многофазного смесителя, управление которым организовано так, чтобы в каждый момент времени был замкнут один и только один ключ. Расчет Ku для смесителя с генератором тока прост: заряд на конденсаторах С1 и С2 (рис. 3) пропорционален интегралу от тока сигнала, т. е. среднему значению тока за период. Напряжение на выходе получается умножением этого среднего значения на сопротивление нагрузки:

Uo = (2/pn) ^. S ^. R1 ^. Uвх, где n – число фаз смесителя. (3)

Фазовая и частотная селективность ключевого смесителя. Интересно посмотреть, что получится в точке А, т.е. на входе ключей (рис. 3), при расстройке гетеродина относительно частоты сигнала на Df. Если расстройка невелика, и разностная частота Df меньше частоты среза Fc интегрирующих цепочек на выходе ключей, Df < Fc = 1/2pR1C1, то фаза сигнала будет медленно изменяться относительно фазы коммутации ключей. При сдвиге фаз 90^о Uo обращается в нуль, поскольку каждый ключ открыт четверть периода на положительной, и четверть периода на отрицательной полуволне сигнала, усредненный ток равен нулю и конденсатор не получает никакого заряда. Соответственно, и в точке А никакого напряжения не будет. При дальнейшем набеге фазы напряжение на конденсаторах появляется снова, но с обратным знаком, а в точке А снова появляется прямоугольное напряжение с частотой коммутации, но с обратной фазой (рис. 5).

Это DSB сигнал прямоугольной формы, имеющий две основных спектральных компоненты на частоте сигнала fc и зеркальной частоте fз (рис. 6). Пожалуй, не стоит использовать такой смеситель без УРЧ! Дело в том, что даже если "просачивание" сигнала гетеродина на вход мало, и даже подавлено полностью, то при воздействии на вход смесителя мощного сигнала, близкого к частоте гетеродина, будет генерироваться почти такая же по мощности зеркальная помеха, и излучаться антенной! Гармоники fc, предполагается, подавлены входным контуром или фильтром, но разница между fc и fз равна 2Df, она меньше 6 кГц, и входной фильтр подавить эту помеху не может. Конечно, переизлучение зеркальной помехи антенной невелико и может помешать лишь ближайшим cоседям, тем не менее…

Теперь посмотрим, как изменяется входное сопротивление смесителя в точке А (рис. 3) в зависимости от фазы и частоты сигнала. При синфазном сигнале (рис. 4) и в установившемся режиме средний ток через каждый ключ равен току через резистор R1 или R2. Следовательно и входное сопротивление ключей равно R1 = R2, а общее сопротивление в точке А будет R1/2 или R2/2, т. е. оно равно половине входного сопротивления УНЧ. То же самое будет и при противофазном (по отношению к коммутации ключей) сигнале, лишь знак Uo изменится на обратный.

Иное дело при квадратурном сигнале. Здесь Uo равно нулю, следовательно, и входное сопротивление смесителя обращается в нуль, и на нем не выделяется никакого напряжения сигнала. Генерируются лишь гармоники, и их энергия поглощается в Ri. Таким образом, налицо фазовая зависимость входного сопротивления смесителя. Для произвольной фазы f сигнала Rвх = R1|cos f|/2.

Когда расстройка сигнала Df превышает частоту среза Fc цепочек RC на выходах ключей, выходное напряжение Uo стремится к нулю, а с ним и входное сопротивление смесителя в точке А. Другими словами, на входе ключей уже нет ВЧ напряжения с частотой сигнала. Смеситель по входу ведет себя как узкополосный (2 Fc) упрощенный (двухфазный) синхронный фильтр с центральной частотой на частоте гетеродина. Способствует ли эта дополнительная селективность повышению динамического диапазона смесителя? В отношении близких по частоте помех (Df < Fc) — нет, а в отношении далеких (Df > Fc), вероятно да. Следует однако иметь в виду, что ослабляется только напряжение далеких по частоте помех в точке А, а ток этих помех, текущий в смеситель, остается прежним! Этот вопрос требует дальнейших экспериментальных исследований.

Многофазные смесители. Эффект формирования зеркальной помехи пропадает в трех- четырех- и многофазных системах, работающих подобно настоящему [1] синхронному фильтру (рис. 7). Но и в них также есть обратная реакция, состоящая в преобразовании частоты сигнала в НЧ, а затем в обратном преобразовании с НЧ на ВЧ — ведь ключевой смеситель обратим, и имеет, как мы договорились, весьма малые потери. Глубина подавления зеркальной помехи зависит от точности подбора фаз управляющих сигналов на ключах и их идентичности, поскольку подавляется она фазовым методом.

По входу (в точке А) смеситель является узкополосным синхронным фильтром, и его АЧХ соответствует резонансной кривой одиночного колебательного контура (рис. 8) с очень высокой эквивалентной добротностью:

Qэкв = f г/ 2Fc. (4)

Так, например, на частоте 30 МГц при Fc = 6 кГц она достигает 2500. Вполне возможно получить и еще большую добротность. Так, экспериментируя на СВ с простейшим однофазным ключевым смесителем, не требующим даже питания, удалось получить эквивалентную добротность более миллиона — это устройство использовалось для выделения несущей АМ станции в полосе менее 1 Гц [3].

Все это чем-то напоминает высокую добротность, получаемую с реальными контурами в Q-умножителях на частоте сигнала. Однако есть и существенная разница. Контур Q-умножителя имеет единственный резонанс на частоте сигнала, и при расстройках ослабляется как ток в контуре, так и напряжение сигнала на выводах контура. Высокая добротность объясняется компенсацией потерь контура цепью обратной связи.

В многофазном ключевом смесителе входной ток задан резистором Ri — внутренним сопротивлением генератора тока, и он не зависит от частоты, а АЧХ на рис. 8 относится лишь к напряжению на входе ключей, по сути, это АЧХ входного сопротивления смесителя. Оно максимально, и равно R1/n на частоте коммутации, но уменьшается при отклонении частоты сигнала от частоты гетеродина, и стремится к нулю при больших расстройках. Дополнительные пики АЧХ есть на гармониках частоты коммутации.

Более того, гармоники сигнала генерируются и самим ключевым смесителем! Посмотрим форму напряжения сигнала в точке А (рис. 9) при синхронном режиме, когда fc = fг. На верхнем графике показана синусоидальная форма входного напряжения, и такую же форму будет иметь ток, втекающий в ключи при большом Ri. На следующих четырех графиках показаны гетеродинные импульсы, соответствующие открытому состоянию ключей S1…S4. Для наглядности фаза коммутации немного сдвинута относительно фазы сигнала. Каждый из конденсаторов С1…С4 будет заряжаться пропорционально знаку и средней величине отрезка тока за время открытого состояния соответствующего ключа. Нижний график соответствует форме напряжения на входе ключей, т. е. в точке А. Как видим, она весьма далека от синусоидальной формы, и состоит из отрезков прямоугольников длительностью в четверть периода. Это связано с невозможностью заметного изменения напряжения на конденсаторах большой емкости С1…С4 за короткий период ВЧ сигнала.

Напряжение UA содержит основную гармонику с частотой fc и высшие гармоники fc. В связи с этим кажется сомнительной целесообразность подключения входа смесителя к одиночному параллельному входному контуру. Ведь этот контур содержит конденсатор, замыкающий ток высших гармоник, а нам этот ток совсем не нужен и даже вреден! Кроме того, работа самого контура, если на нем принудительно установить напряжение с формой, как на нижнем графике рис. 9, будет в значительной степени нарушена. Следовательно, сопротивление Ri необходимо, либо в виде реального резистора, либо внутреннего сопротивления генератора тока — УРЧ.

Примеры практического проектирования. Первый любительский приемник с ключевым смесителем был построен четверть века назад для синхронного приема АМ станций СВ диапазона [4]. В нем использован смеситель как на рис. 7 с алгоритмом работы рис. 9. Хорошо помню небольшой розыгрыш — принес приемник в редакцию "Радио", не рассказывая, что это такое. Попросил подключить к хорошей колонке. Послушали музыку — никаких эмоций — очередной УКВ приемник с ФАПЧ, спрашивают, принес? Нет, отвечаю, с ФАПЧ, но не УКВ, а средние волны! И снял крышку, а там магнитная антенна! Немало удивлялись, и, видно, запомнили, потому что через 15 лет опубликовали сокращенное описание приемника снова под рубрикой "актуально и сегодня".

В этом приемнике не стояла задача получить дополнительную селективность за счет синхронной фильтрации смесителем, напротив, пришлось уменьшать добротность входного контура, чтобы пропустить всю полосу звуковых частот. Поэтому и выходное сопротивление УРЧ невелико — вероятно, сотни Ом, к которому надо добавить и прямое сопротивление весьма несовершенных ключей К176КТ1 (других тогда не было).

Предполагаемая схема ключевого смесителя с УРЧ — генератором тока, реализующим дополнительную селективность, показана на рис. 10. Входной двухконтурный фильтр имеет смысл построить именно по этой схеме [2, рис. 1]. Последовательный контур L1C1 включен в 50-омный ввод антенны и имеет вполне разумные значения L и C (X_L = X_C = Q ^. 50 Ом, где Q – эквивалентная добротность, определяемая шириной диапазона В: Q = fo/B). Скажем, для диапазона 20 м В = 350 кГц и Q = 40. Второй контур L2C2 с отводом на 50 Ом должен иметь примерно такую же добротность, но из-за автотрансформаторного включения катушки напряжение сигнала на нем в 4…6 раз выше, чем на антенном входе.

Выход фильтра высокоомный, он прекрасно сочетается с большим входным сопротивлением УРЧ. Не вижу смысла понижать выходное сопротивление фильтра до 50 Ом и делать входное сопротивление УРЧ таким же — это приведет только к снижению Ku фильтра и ухудшению его селективных свойств. Распространенная 50-омная техника [5], вероятно, оправдана в "военных" конструкциях, где отдельные блоки в запаянных коробках соединяются длинными кабелями, но едва ли хороша в простых одноплатных гетеродинных приемниках.

Данный фильтр имеет и еще одно достоинство, неоднократно подтвержденное практически. Его АЧХ содержит "двойные нули" на очень низких и очень высоких частотах, избавляя от помех со стороны мощных вещательных станций как ДВ, так и УКВ диапазонов. ДВ ослабляются последовательно включенным конденсатором С1 и замыкаются на землю малой частью катушки L2, а УКВ ослабляются катушкой L1 и замыкаются конденсатором С2. Ручку конденсатора С1 полезно вывести на переднюю панель. Она послужит для оперативной подстройки любых, в том числе и суррогатных антенн, а при необходимости будет и аттенюатором — установив емкость С1 минимальной, ослабим все, в том числе и мощные мешающие сигналы.

УРЧ собран по каскодной схеме, позволившей избавиться от резисторов смещения и сопутствующих блокировочных конденсаторов [6]. Транзистор VT1 должен иметь ток стока 2…5 мА при нулевом смещении на затворе, а VT2 — такой же ток при отрицательном смещении 3…4 В. Тогда такое же напряжение автоматически установится на стоке VT1 и подбора режима не потребуется. ВЧ трансформатор Т1 нужен для того, чтобы НЧ шум УРЧ не попадал в смеситель и далее в УНЧ. Его удобно намотать двумя сложенными вместе проводами на ферритовом кольце. Поскольку он должен работать в "токовом" режиме, число витков рекомендуется сделать раза в полтора-два больше обычного. Не исключена и настройка первичной обмотки трансформатора междувитковой или небольшой дополнительной емкостью на частоту сигнала. Усиление этого УРЧ немалое, и его имеет смысл использовать на ВЧ диапазонах.

Для НЧ диапазонов подойдет более простой УРЧ на одном транзисторе (рис. 11). Его недостаток — наличие проходной емкости транзистора (сток-затвор), которая хоть и невелика (около 2 пФ), но может ухудшить стабильность работы УРЧ. Раз уж мы используем трансформатор, то проходную емкость легко нейтрализовать, включив трансформатор так, чтобы он инвертировал сигнал, и установив нейтрализующую емкость Сн, равную проходной.

Можно ли обойтись вообще без УРЧ? Чувствительность приемника со входа смесителя получается довольно высокой, даже в "космическом" приемнике [2] на частоте 29 МГц ее удалось довести до 0,3…0,4 мкВ. С настоящими ключевыми смесителями она может быть еще лучше. Но если уж придерживаться принципа токового питания ключей сигналом, то непосредственное соединение контура L2C2 со входом ключевого смесителя совсем не хорошо — ключи сильно исказят форму напряжения на контуре, нарушат его работу и вызовут большие токи высших гармоник сигнала.

Полезен резистор, включенный последовательно со входом смесителя, как неоднократно предлагал на форуме Олег9. Тогда мощность высших гармоник будет рассеиваться на нем, но все равно возрастут потери сигнала. А что, если связать контур со смесителем через катушку L3 с индуктивным сопротивлением порядка 0,2…2 кОм на частоте сигнала, как показано на рис. 12? Она ограничит ток гармоник через ключи (ведь ее сопротивление растет с частотой) и не внесет активных (омических) потерь. Форма сигнала на контуре останется синусоидальной (нижний вывод L3), а на входе ключей — прямоугольной (верхний вывод). Эта догадка нуждается в экспериментальной проверке.

Литература:

1. Морозов В. Узкополосный синхронный фильтр. Радио, 1972, №11, с.53-54.
2. Поляков В. Приемник для космической связи. Радио 12/1978, с.17-18.
3. Поляков В. Эксперименты с синхронным детектированием. Радио, 2001, №4, с.20-22.
4. Поляков В. Синхронный АМ приемник. Радио, 1984, №8, с. 31-34. Радио, 1999, №8, с.16-18.
5. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. — М.: Издательство "Мир", 1990.
6. Поляков В. Каскодный и дифференциальный усилители на полевых транзисторах. Радио, 1984, №11, с.28-29.

23 марта 2008 г. В. Т. Поляков, RA3AAE